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williamhill吧:DCDC转换器中电阻式反馈分压器设计

发布时间:2022-05-28 12:03:25 来源:william威廉希尔 作者:williamhill吧

  系统中最为常见的网络。但是,人们常常错误地认为,它是一种简单地通过将电压调低至某个基准电压来实现输出电压调节的电路。在计算得到正确的分压器分压比以后,在选择实际电阻值时电源设计人员还必须沉思熟虑,因为它们会影响

  开关式DC/DC转换器拥有相对较高的效率,因为它们通过一些低损耗组件(例如:电容、电感和开关)为负载提供电力输送。高效率带来更长的电池使用时间,从而延长便携式设备的工作时间。

  对低功耗DC/DC转换器而言,典型的设计均要求分压器电阻器(R1+R2)具有非常大的总电阻(高达1M)。这样可以最小化反馈分压器的电流。该电流会加到负载上,因此如果反馈分压器电阻较小,则电池必需为相同负载提供更多的电流和功率。这样一来,效率也就更低。这种状况并不理想,特别是在一些需要长电池使用时间的便携式应用中。

  图1表明,反馈电阻较低时,低负载的效率下降。本例中,我们使用(TI)TPS62060EVM,其中VIN=5V,VOUT=1.8V,并且启用节能模式。在高负载电流下,负载功耗远大于电阻式反馈网络的功耗。这就是不同R1和R2值的效率会集中在高负载电流的原因。但是,在低负载电流下,不同反馈电阻的效率差异更加明显。这是因为,分压器的电流主导了负载的电流。因此,要想拥有更高的轻负载效率,一种较好的设计方法是使用产品说明书单中建议的大反馈电阻值。如果在某个特定设计中轻负载效率并不重要,则可以在对效率无明显影响的情况下使用更小的电阻。

  我们刚刚讨论了如何利用大反馈电阻来提高效率。然而,选择的电阻过大则会影响转换器的输出电压精确度,因为存在进入转换器反馈引脚的漏电流。图2显示了电阻式反馈分压器(R1和R2)的电流通路。反馈漏电流(IFB)固定不变时,R1的电流(IR1)随着R1和R2值增加而减小。因此,分压器电阻增加也就意味着进入反馈引脚的IR1漏电流百分比更大,并且R2的电流(IR2)降低,从而产生低于预期的反馈引脚电压(VFB)。我们将VFB同一个内部基准电压比较,以此来设置输出电压,因此反馈电压的任何一点误差都会导致输出电压不精确。我们可以由基尔霍夫(Kirchhoff)电流定律推导出方程式1,其表明VFB为R1和R2的函数:

  请注意,IFB 在实际系统中并非固定不变,会因器件不同而各异,并随工作状态变化。要想估算出漏电流引起的输出电压极端变化情况,需在计算中使用IFB的最大规定值。

  方程式1和TI TPS62130降压转换器用于绘制反馈引脚电压及相应输出电压情况,其为反馈分压器电阻的函数(请参见图3)。该电压图基于理想电阻,其可产生一个3.3V的输出电压,并且反馈引脚电压为0.8V.需要考虑的唯一误差项是产品说明书中规定的100Na最大反馈漏电流。

  图3表明,反馈引脚电压随反馈分压器电阻增加而下降。由于反馈引脚电压得到补偿,转换器输出也得到补偿。低电阻时,没有反馈引脚电压的补偿,并且输出调节至设计规定的3.3V.

  如果电阻器R2使用400K的建议最大值(得到1650K总分压器电阻),则漏电流仅产生最小的输出电压下降。一般而言,产品说明书规定电阻器最大值的因为让输出电压维持在产品说明书规定精确度范围内。

  电阻式分压器是转换器的一个噪声源。这种噪声(也称作热噪声)等于4KBTR,其中KB为波尔兹曼(Boltzmann)常量,T为开氏温度,而R则为电阻。分压器使用大电阻值时,这种噪声增加。

  另外,大电阻会使更多噪声耦合进入转换器中。产生这种噪声的源头有很多,包括AM和FM无线电波、手机信号和PCB上的开关式转换器或者RF发射器。噪声甚至可以来自开关式DC/DC转换器本身,特别是PCB布局方法不当时。由于电阻式分压器连接反馈引脚,因此转换器闭环增益会放大噪声,从而出现在输出端。要想降低对其他噪声源的敏感性,设计人员可以使用更小的反馈电阻、更理想的电路板布局或者实施屏蔽。使用小反馈电阻的确可以降低噪声敏感性,但代价是效率稍有降低。

  理想状态下,在使用网络分析仪测量时,一个稳定的转换器应有至少45的相位裕量。这么大的相位裕量降低甚至消除了输出电压振铃,从而防止输入电压瞬态或者负载瞬态期间对电压敏感型负载的破坏。

  根据不同的控制拓扑,产品说明书可能会要求或者建议电阻式反馈网络使用前馈电容(CFF)。图4显示了这种装置。给电阻式分压器添加前馈电容可产生零频和极频,得到相升压,增加转换器的相位裕量和交叉频率,从而获得一个更高带宽、高稳定性的系统。《参考2》详细介绍了这种电路。由图4所示电路传输函数,分别利用方程式2和3计算出零频(fz)和极频(fp):

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